正激變換由于拓撲簡單，升/ 降壓范圍寬，廣泛應用于中小功率電源變換場合。正激變換器的輸出功率不象反激變換器那樣受變壓器儲能的限制，因此輸出功率較反激變換器大，但是正激變換器的開關(guān)管電壓應力高，為兩倍輸入電壓，有時甚至超過兩倍輸入電壓。過高的開關(guān)管電壓應力成為限制正激變換器容量繼續(xù)增加的一個關(guān)鍵因素。驅(qū)動芯片T L494 是一種價格便宜、驅(qū)動能力強、死區(qū)時間可控，同時帶有兩個誤差放大器，當負載變化時來進行電壓和電流反饋PI調(diào)節(jié)，這樣進一步加強了電源的穩(wěn)定性。本文介紹了一款基于固定頻率脈寬調(diào)制控制芯片T L494 的30 W 電源，分析了該電路的結(jié)構(gòu)，給出了具體的電路設計和實驗波形。

1.雙管正激變換器電路

雙管正激變換器電路如圖1 所示。

圖1 雙管正激變換器

該主電路拓撲結(jié)構(gòu)有三個優(yōu)點：

( 1) 克服了單端正激變換器中開關(guān)電壓應力高的缺點。

( 2) 與全橋變換器和半橋變換器相比，每一個橋臂都是由一個二極管和一個開關(guān)管串聯(lián)組成，不存在橋臂直通的問題，可靠性高。

( 3) 不需要采用特殊的磁通復位技術(shù)，避免復雜的去磁繞組的設計和減少高頻變壓器的體積，使電路變得簡潔，也不需要加RCD 來進行復磁箝位，并能對電源進行饋電，提高了效率。

2.TL494特點

TL494是典型的固定頻率脈寬調(diào)制控制集成電路，它包含了控制開關(guān)電源所需的全部功能，可作為雙管正激式、半橋式、全橋式開關(guān)電源的控制系統(tǒng)。它的工作頻率為1~ 300 kHz，輸入電壓達40 V，輸出電流為200 mA，其內(nèi)部原理圖如圖2 所示。

圖2 TL494內(nèi)部功能方框圖

TL494內(nèi)部設置了線性鋸齒波振蕩器，振蕩頻率f = 1. 1/ ( R C) ，它可由兩個外接元件R和C來調(diào)節(jié)(分別接6 腳和5 腳) 。TL494內(nèi)設兩個誤差放大器，可構(gòu)成電壓反饋調(diào)節(jié)器和電流反饋調(diào)節(jié)器，分別控制輸出電壓的穩(wěn)定和輸出過流的保護; 設置了5V1%的電壓基準( 14 腳) ，它的死區(qū)時間調(diào)節(jié)輸出形式可單端，也可以雙端， 一般是作為雙端輸出類型的脈寬調(diào)制PWM，TL494 作為一種PWM控制芯片有如下特點：

(1) 控制信號由IC 外部輸入，一路送到死區(qū)時間控制端，一路送到兩路誤差放大器輸入端，又稱PWM比較器輸入端。

(2) 在輸出控制13腳接地時，這將使最大占空系數(shù)為已知輸出的96 %，而在輸出控制13 腳接參考電平時，占空比則是給定輸出的48 % 。

(3) 脈寬調(diào)制比較器、誤差放大器能調(diào)節(jié)輸出脈寬，當反饋電壓腳3從0.5～3.5V時，輸出脈寬從被死區(qū)時間控制輸入端確定的最大導通時間里下降到零。

(4) 死區(qū)時間控制比較器具有120 mV有效輸入補償電壓，它限制最小輸出死區(qū)時間近似等于鋸齒波周期時間的4 % 。在死區(qū)時間控制端，設置固定電壓時( 范圍0~ 0. 3V) 就能在輸出脈沖上產(chǎn)生附加的死區(qū)時間。

3.電源電路

3.1電源主電路

從圖3可以看出，電路結(jié)構(gòu)簡單，容易實現(xiàn)，并在MOSFET 橋臂增加了霍爾傳感器，以保證輸出反饋電流環(huán)的要求。為了增加電路的通用性，設計的電路板增加了雙路輸出的功能，只要改變變壓器的設計，即可以完成多路輸出。當兩個主功率開關(guān)管截止時，原邊繞組的電壓極性相反，使另外一橋臂的兩個二極管導通，電壓被箝位在輸入電壓值。因此開關(guān)管承受的電壓與輸入電壓相同。在輸入電壓最大值低于350 V時，開關(guān)管只需要選擇450 V 的耐壓值即可。這里我們選用N 溝道MOSFET，IRF830( 4. 5 A/ 500 V) 。

圖3 雙管正激變換的主電路

3.2直流側(cè)電壓采樣

圖4 是對直流側(cè)輸出的電壓進行采樣，其中光耦選擇至關(guān)重要。我們選用TLP521，內(nèi)部是兩只光耦集成在一個芯片中，其傳輸特性幾乎完全一致，根據(jù)電流相等的原理，這樣就能夠?qū)崿F(xiàn)高精度的直流高壓隔離采樣。

圖4 直流側(cè)輸出電壓隔離采樣

由電路圖可知輸入輸出比：

只要合理選擇電阻的參數(shù)值，就可以把高壓側(cè)的輸出電壓降為需要的采樣電壓值。

3.3流過主電路開關(guān)管的電流采樣

圖5中4R1接主電路上的霍爾傳感器，有效地避免因變壓器原邊電流過流而可能出現(xiàn)燒壞主電路功率開關(guān)管的現(xiàn)象。為此，必須對流過MOSFET 開關(guān)管的脈沖電流大小進行采樣。當發(fā)生過流時，系統(tǒng)應能夠快速反應做出相應的保護措施。流過MOFET 脈沖電流經(jīng)開環(huán)霍爾電流傳感器轉(zhuǎn)換為電壓信號，再經(jīng)過簡單RC 濾波和同相比例放大器得到需要的電流采樣值。

圖5 來自霍爾傳感器電流采樣電路

3.4主控制電路

主控芯片電路如圖6。T L494的13腳接到高電平，運行在推挽輸出模式。10 腳作為驅(qū)動信號輸出接口，驅(qū)動電流可達500 mA。4 腳外圍電路是軟啟動部分。由于T L494 內(nèi)部放大器15、1 6、3 腳組成的放大器構(gòu)成了過流保護電路，一旦檢測到電流過流，則3 腳輸出高電平封閉了1、2、3腳組成的放大器。同時，使得PWM 輸出占空比減少，保證主電路開關(guān)管的安全。

圖6 主控芯片電路

反饋電壓的PI 調(diào)節(jié)部分的LM324 內(nèi)部的一個放大器組成的電壓閉環(huán)。T L494 的1、2、3 腳組成的內(nèi)部放大器構(gòu)成了電流閉環(huán)。當輸出電壓偏高時，經(jīng)過了電壓閉環(huán)電路后，ULOOP 變小，經(jīng)過了電流閉環(huán)后，F(xiàn)B 端口電壓變大，輸出PWM 脈寬變小，輸出電壓調(diào)低。當變壓器原邊電流增大時，經(jīng)過了電流閉環(huán)后，F(xiàn)B 端口電壓變大，輸出PWM 脈寬變小，電流值減小，可見構(gòu)成的雙環(huán)系統(tǒng)可以穩(wěn)定的運行。

3.5MOSFET驅(qū)動電路

主電路的兩個MOSFET 開關(guān)管要求同時開通，同時關(guān)閉。主控芯片TL494 發(fā)出的控制信號，要一分為二來驅(qū)動MOSFET。驅(qū)動信號經(jīng)過推挽電路，再經(jīng)過脈沖變壓器可以很方便的得到一對同相位的控制信號。

4.試驗波形

通過調(diào)壓器在供電電源端輸入110 V 的交流電壓，使得系統(tǒng)穩(wěn)定的工作在30 V、1 A 的負載下，觀察TL494 電源芯片輸出的驅(qū)動信號波形、MOSFET 開關(guān)管Ugs、Uds 、負載正常工作時的波形、以及突然加載、突然掉載情況，其試驗波形如圖7。

圖7 試驗波形圖

結(jié)束語

開關(guān)電源最重要的兩個部分就是DC-DC 變換器和控制電路。文中通過樣機測試表明，該電路實用可靠，工作穩(wěn)定。其不足之處是在提倡環(huán)保技術(shù)的今天，沒有進行PFC 和軟開關(guān)技術(shù)設計。
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